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60GHz帯CMOS差動増幅回路の 高CMRR化に関する検討
◎文仙 啓吾, 伊藤 彰吾, 岡田 健一, 松澤 昭 東京工業大学大学院理工学研究科 電子物理工学専攻 2010/03/16
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発表内容 研究背景・目的 従来手法と提案手法 提案手法の問題点と対策 まとめ 2010/03/16
K. Bunsen, Tokyo Tech
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研究背景 近距離高速無線通信に 適している 60GHz帯の特徴 伝搬中の減衰が大きい 干渉しにくく，幅広い帯域が
無免許で開放されている 近距離高速無線通信に 適している Rec. ITU-R P.676-2, Feb. 1997 IEEE c ・QPSK ⇒ 3Gbps/ch ・64QAM ⇒ 9Gbps/ch 総務省 電波利用HP 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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ダイレクトコンバージョン方式 アンテナは単相 ダブルバランスドミキサ RF・LO間のアイソレーション向上 単相差動変換にバランが必要 I Q
2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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差動ミスマッチ バランの問題点 差動ミスマッチを持つ - amplitude 4％ - phase 8° トランジスタの差動ミスマッチも
4％ - phase 8° トランジスタの差動ミスマッチも 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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差動ミスマッチへの対策 5dB 15dB 4% 2.1% 0.7% 10 % 5.2% 1.7% 5dB 15dB 8° 4.5° 1.4°
CMRRが高いと差動ミスマッチを減らすことができる 5dB 15dB 4% 2.1% 0.7% 10 % 5.2% 1.7% CMRR 5dB 15dB 8° 4.5° 1.4° 20° 11° 3.5° CMRR amplitude phase 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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マッチングによるCMRR向上 S11 S21 同相信号に対してインピー ダンスマッチングをずらす differential common
同相信号に対してインピー ダンスマッチングをずらす S11 differential common S21 差動信号に対して接地 同相信号に対して開放 Transmission Line 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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提案手法：同相信号フィルタ 差動信号に対してマッチングブロック 同相信号に対してBRF 2010/03/16
K. Bunsen, Tokyo Tech
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伝送線路・キャパシタによる構成 シャント側インピーダンスを 0Wに S21 differential Zshunt common
(not S11) common ∞ S21 57-66GHz 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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提案手法の問題点 モデリングの誤差に敏感 C:+20fF L:+5pH 寄生 インダクタンス 2010/03/16
K. Bunsen, Tokyo Tech
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ディエンべディング マルチラインディエンべディング 正確な測定・モデリングを行うため，パッドの寄生成分の
影響を取り除く必要がある（ディエンべディング） マルチラインディエンべディング 長さの異なる伝送線路を用いてパッドの寄生成分を計算[1] パッドの寄生成分 シリーズの寄生成分(Zs) [1] N. Takayama et al., “A Multi-Line De-Embedding Technique for mm-Wave CMOS circuits, ” APMC, Dec 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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回路図 & レイアウト マッチングブロック & 同相信号BRF 580um 420um 2010/03/16
K. Bunsen, Tokyo Tech
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シミュレーション結果まとめ S21 S11 S22 57-66GHz 差動成分 同相成分 – 提案手法 同相成分 – 従来手法
2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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差動ミスマッチの対策のため，同相信号フィルタを用いた高CMRRアンプを設計した。
まとめ 差動ミスマッチの対策のため，同相信号フィルタを用いた高CMRRアンプを設計した。 シミュレーションでCMRRは15dBとなり，同相成分に対するインピーダンスマッチングをずらす従来手法と比べ，10dB改善した。 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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参考文献 [1] N. Takayama, K. Matsushita, S. Ito, N. Li, K. Bunsen, K. Okada, and A. Matsuzawa, “A Multi-Line De-Embedding Technique for mm-Wave CMOS Circuits, ” Proceedings of IEEE Asia Pacific Microwave Conference, Dec [2] Y. Natsukari and M. Fujishima, “36mW 63GHz CMOS Differential Low-Noise Amplifier with 14GHz Bandwidth,” Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers, pp.252–253, June 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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伝送線路のディエンベディング T T T Y -1 左右反対にして 並列に並べる 伝送線路のみの特性 2010/03/16
また，直列の成分も近似を行うとほぼ消えることがわかり，結果として２本の伝送線路の長さの差を持つ伝送線路の ディエンベディングを行うことが出来ます． これから紹介する本発表で提案する手法では，長い伝送線路の長さを短いほうの２倍としておく必要があります． Y 伝送線路のみの特性 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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並列寄生成分の計算 YX Y Y が成り立つとき 測定データ 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
計算が複雑なので，細かいことは本発表では省略いたしますが，この近似が成り立つときには 測定データと伝送線路のYパラメータの差の(1,1)成分と(1,2)成分を足した結果はパッドの 寄生の並列のインピーダンスの逆数に一致します． この時この近似はYTL1+YTL2が10の-3乗程度のとても小さい値になることから，高い精度で成り立つと考えられ， この近似の精度が高いことがわかります． この計算からパッドの並列の寄生成分を求めることが出来ました． 続いて直列の寄生成分を求めます． が成り立つとき 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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直列寄生成分の計算 切片の値がパッドの直列寄生成分に対応 以上でパッドの寄生成分を求めることが出来た 2010/03/16
先ほど求めた並列の寄生成分を用いて計算することで測定データからパッドの並列寄生成分を取り除いた Yパラメータを求めることが出来ます． そうして，直列寄生成分と伝送線路をあわせたYパラメータをそれぞれの伝送線路に対して求めた後， それぞれを抵抗とインダクタンスの直列接続と見込んだときの値を求めます． 求めた後，求まったインダクタンスを横軸を線路長に，縦軸をインダクタンスとして図の様にプロットし 直線で結ぶと，この切片は線路長が０のとき，つまりパッドの直列成分のインダクタンスに一致します． 同様に抵抗に関してもプロットして切片を求めることでパッドの直列抵抗成分を求めることが出来ます． 以上でパッドの直列・並列それぞれの寄生成分を求めることが出来ました． この寄生成分を用いれば，伝送線路以外のキャパシタやトランジスタに対してもディエンベディングを行うことが可能です． 以上でパッドの寄生成分を求めることが出来た 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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200mm, 400mmの測定データからパッドの寄生成分を求め，それぞれの伝送線路に対してディエンベディング
実測データへの適用 長さが 200mm, 300mm, 400mm の３本の伝送線路で測定 200mm, 400mmの測定データからパッドの寄生成分を求め，それぞれの伝送線路に対してディエンベディング 今回用いた伝送線路の構造 今回用いたパッドの構造 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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ディエンベディング結果 異なる長さの伝送線路の特性インピーダンスの差が約1W以内におさまった 2010/03/16
実測データに対して提案手法を適用して見ますと，これを用いて異なる長さの伝送線路に対してディエンベディングを行ったところ，長さの異なる伝送線路に対して 特性インピーダンスの差が約1オーム以内おさまることがわかりました． このことから従来手法に比べパッドの影響をよく取り除けているということがわかりました． 異なる長さの伝送線路の特性インピーダンスの差が約1W以内におさまった 2010/03/16 K. Bunsen, Tokyo Tech
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